Kompakt hoch

Scientific Reports Band 13, Artikelnummer: 14180 (2023) Diesen Artikel zitieren

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In diesem Artikel werden neuartige kompakte, hocheffiziente Mehrbandgleichrichter vorgestellt, die positive und negative Ausgangsspannungen für Energiegewinnungsanwendungen liefern. Die vorgeschlagenen Spannungsverdopplerschaltungen werden als echte Gleichspannungsversorgungen von Radiofrequenz-mm-Wellen-CMOS-Empfängern verwendet. Betriebende Multiband-Gleichrichter haben eine komplizierte Struktur, die mehr Resonanznetzwerke erforderte, um den Gleichrichter zu zwingen, im Multiband zu arbeiten. Um den Gleichrichter dazu zu zwingen, im Dualband bei Frequenzen von 850 und 1400 MHz zu arbeiten, werden neuartige Serien- und Parallelresonanznetzwerke implementiert. Das vorgeschlagene Resonanznetzwerk eliminiert die Impedanzschwankung der Schottky-Dioden, wenn sich die Eingangsleistung oder -frequenz ändert, unterstützt die Impedanzanpassung und minimiert den Einfügungsverlust. Ein neuartiger, hochwertiger sinusförmiger Mikrostreifeninduktor, der über das Frequenzband von 200 bis 1400 MHz einen Qualitätsfaktor von über 65 und eine Induktivität von 14 ± 2 nH erreicht, soll den Wirkungsgrad und die Leistung bei niedrigen Leistungspegeln verbessern. Der erste vorgeschlagene HF-Spannungsverdoppler-Gleichrichter mit Reihenresonanzrückkopplung zwischen Eingang und Kathode der Diode und Parallelresonanz arbeitet in zwei Frequenzbändern von 850 und 1400 MHz und erreicht einen Spitzenumwandlungswirkungsgrad von 59 %, eine gesättigte Ausgangsgleichspannung beträgt 2,5 V , und der Umwandlungswirkungsgrad beträgt 40 % bei einer HF-Eingangsleistung von − 10 dBm. Dieser Spannungsverdoppler erreicht den erforderlichen DC-Versorgungsparameter (1,1 V und 450 µA) zum Vorspannen des mm-Wellen-Empfängers bei einer HF-Eingangsleistung von 0 dBm. Ansonsten hat der zweite vorgeschlagene Negativspannungsgleichrichter einen maximalen simulierten Umwandlungswirkungsgrad von 65 %, die gesättigte negative Gleichspannung beträgt –3,5 V und der Umwandlungswirkungsgrad beträgt 45 % bei einer HF-Eingangsleistung von –10 dBm. Der Negativspannungsgleichrichter erhält Gleichstromversorgungsparameter (– 0,5 V und keine Strombedingung für eine Gate-Vorspannung) bei – 10 dBm Eingangsleistung.

Die wichtigsten Themen in der Hochfrequenzforschung sind Energy Harvesting (EH) und Wireless Power Transfer (WPT). Telekommunikationssysteme mit hoher Leistung und Stromübertragung über große Entfernungen sind für den Einsatz von WPT bequemer. Für den Einsatz von Energy Harvesting (EH) eignen sich dagegen Systeme mit geringer Leistung am besten. Der Einsatz von Batterien in Geräten/Systemen mit geringem Stromverbrauch entfällt durch die Nutzung von Umgebungsradiofrequenz-Energiegewinnung, beispielsweise in der Internet-of-Things-Technologie (IoT). Aufgrund der schnellen Verbreitung drahtloser Techniken stehen elektromagnetische Energiequellen wie WLAN, ISM-Geräte und Mobilfunknetze immer mehr zur Verfügung und eignen sich für die Energiegewinnung1. Um möglichst viel Energie zu sammeln, müssen die EH-Gleichrichter breitbandig oder mehrbandig arbeiten. Dennoch ist es eine Herausforderung, Multiband-2 oder Breitband-Gleichrichter3 mit hoher Umwandlungseffizienz und einem breiten Eingangsleistungsbereich zu entwickeln. Der Grund liegt in der nichtlinearen Variation der Diodenimpedanz mit der Frequenz und der HF-Eingangsleistung. Daher sind komplizierte Anpassungsschaltungen erforderlich, was zu einer zusätzlichen Einfügungsdämpfung und einer schlechten HF-Gleichstrom-Effizienz führt.

Darüber hinaus gibt es zahlreiche Forschungsarbeiten zum Entwurf von Hochfrequenzgleichrichtern, beispielsweise zu einem rekonfigurierbaren Spannungsverdoppler der Klasse F und einem zweistufigen Spannungsverdoppler bei 650 und 900 MHz. Die Autoren dieser Arbeit konzentrieren sich nur auf die DC-Ausgangsspannung und die Schaltung ist sehr kompliziert erwähnt mittlerweile nichts über die aktuelle4. Ein Breitband-Hochfrequenzgleichrichter basiert auf einer Mikrostreifen-Übertragungsleitungsstruktur (TL), die eine große Leiterplattengröße von 40 × 25 mm2 einnimmt. Der maximale Wirkungsgrad und die DC-Ausgangsspannung werden bei einer hohen HF-Eingangsleistung von 15 dBm erreicht, die für Energy-Harvesting-Anwendungen nicht geeignet ist5 Daher ist es für Anwendungen zur Umgebungsenergiegewinnung ungeeignet. Während in6 ein HF-Gleichrichter für 0,87–2,5 GHz vorgestellt wurde, erreichte dieser einen niedrigen Wirkungsgrad von 30 % bei 0 dBm Eingangsleistung, und die DC-Ausgangsspannung wurde in der Arbeit nicht erwähnt. Ref5,6 sprach nicht über den Gleichrichterstrom, sondern interessierte sich nur für die DC-Ausgangsspannung und verbrauchte eine große Fläche. In ref7,8 wurden Energy Harvesting (EH)-Systeme vorgestellt, die den langfristigen ladefreien Betrieb von IoT-Geräten und -Anwendungen ermöglichen. In Ref9 stellten die Autoren einen Breitband-Spannungsverdoppler-Gleichrichter unter Verwendung eines π-Abschnitt-Netzwerks und einer Serien-LC-Schaltung her, was die Komplexität des Designs erhöhte und einen HF-DC-Umwandlungswirkungsgrad von über 69 % im Frequenzband von 720 bis 1050 MHz erzielte. und der Eingangsreflexionskoeffizient (\({S}_{11})\) ist kleiner als − 10 dB bei einem Eingangsleistungswert von 3 dBm. Während in Ref. 10 ein komplizierter T-Abschnitt, der aus einer parallelen LC-Schaltung in den beiden Armen besteht, verwendet wurde, um den Gleichrichter im Dualband zu betreiben. Die Modellierung der Schottky-Diode und die Analyse der impedanzbewussten Gleichrichterdimensionierung werden in 11,12 erläutert.

In Ref. 13 wurde ein Doppelresonanzgleichrichter unter Verwendung eines gekoppelten Resonators mit Serien- und Parallelresonatoren implementiert, um eine Doppelbandschaltung zu erhalten und diese mit der Standard-LC-Anpassung zu kombinieren. Dadurch wurde das Design sehr komplex, es nimmt eine sehr große Leiterplattenfläche ein und erfordert eine große Anzahl konzentrierter Komponenten. Dadurch wurde ein RF-DC-Wirkungsgrad von 17,3 % und 7,5 % bei − 10 dBm erreicht. Während die Gleichspannungen für Einzeltonmessungen 436 mV und 286 mV bei 490 MHz bzw. 860 MHz betragen. Es wurde jedoch ein niedrigkomplexer Einzeldioden-Coplaner-Gleichrichter eingeführt, der einen niedrigen Wirkungsgrad von 22,5 % bei − 19 dBm aufwies. Mittlerweile funktionierte es auf einem einzigen Frequenzband von 868 MHz und es gibt keine Informationen über die DC-Ausgangsspannung und -größe14. In Ref15 wurde eine kompakte implantierbare Einzeldioden-Rectenna bei 673 MHz für medizinische Anwendungen vorgestellt. Die Gleichrichterschaltung erreichte einen Wirkungsgrad der HF-Gleichstrom-Umwandlung von 40 % bei einer Eingangsleistung von −20 dBm. In Ref. 16 wurde eine Gleichrichterschaltung für die drahtlose Fernfeldversorgung vorgeschlagen, die einen Wirkungsgrad von 44 % bei einer Eingangsleistung von −10 dBm erreichte. Ein Dualband-Einzeldioden-Gleichrichter für GSM1800 und UMTS-Band 1 wurde hergestellt und erreichte einen Wirkungsgrad von etwa 45 % für das UMTS-Band 1 und 33 % für GSM1800, wenn die einfallende Leistung –7 dBm17 beträgt. Es gibt nur sehr wenig Arbeit im Zusammenhang mit der negativen Spannungstopologie, da18 eine DC-Polaritätssteuerung in HF-Gleichrichternetzwerken erforderlich ist, die durch ein abgestimmtes Schaltgerät (GaN-Klasse-F-1-Gleichrichter) ein positives und ein negatives Signal erzeugt, aber mit einer sehr hohen Eingangsleistung von 20 bis 40 betrieben wird dBm ergibt eine DC-Ausgangsspannung von 0 bis ± 20 V. In Ref. 19 wurde ein Einweggleichrichter mit positiver und negativer Spannung unter Verwendung von OTA-ICs (LT1228) gebaut und hatte eine DC-Ausgangsspannung von 0 bis ± 5 V. Ref. 20 aktive Gleichrichter mit positiver Spannung und negative DC-Ausgangsspannung von ± 400 bis ± 200 V. Die oben veröffentlichten Arbeiten erzeugten negative DC-Spannung mit anderen Methoden als den in diesem Artikel vorgestellten.

In diesem Artikel werden die vorgeschlagenen Spannungsverdopplerschaltungen als echte Gleichspannungsversorgungen von Hochfrequenzempfängern verwendet, wobei der positive Spannungsverdoppler die Hauptgleichstromversorgung ist und der negative Spannungsverdoppler als Gate-Vorspannung der Verstärkerstufe (PMOS-Transistor) verwendet wird. im HF-Empfänger. Um den Gleichrichter dazu zu zwingen, im Dualband bei Frequenzen von 850 und 1400 MHz zu arbeiten, werden Serien- und Parallelresonanznetzwerke implementiert. Eine neuartige Serienresonanz-Rückkopplungsschaltung zwischen Eingang und Kathode der Schottky-Diode wurde hinzugefügt, um ein zusätzliches Betriebsfrequenzband zu erzeugen. Ein neuartiger Sin-Shape-Mikrostreifeninduktor mit hohem Qualitätsfaktor, der über das Frequenzband von 200 bis 1400 MHz einen Qualitätsfaktor von über 65 und eine Induktivität von 14 ± 2 nH erreicht, wird implementiert und in den vorgeschlagenen Spannungsverdoppler-Designs verwendet, um die Effizienz zu verbessern Verbessern Sie die Leistung bei niedriger Leistungsstufe.

Der vorgeschlagene positive Spannungsverdoppler wird als DC-Versorgungsspannung des Hochfrequenzempfängers (HF-Empfänger) verwendet, wobei der HF-Empfänger zwei DC-Versorgungsspannungen mit der folgenden Spezifikation benötigt: 1,1 V mit 450 uA und – 0,5 V mit sehr niedrigem Amperestrom ( wird als Vorspannung am Transistor-Gate verwendet).

Wie in Abb. 1a dargestellt, besteht der erste vorgeschlagene Spannungsverdoppler aus einem Eingangsanpassungsnetzwerk, einem Serienresonanz-Rückkopplungskreis, einem Parallelresonanznetzwerk, Spannungsverdopplerdioden, Kondensatoren zum Glätten und Laden sowie einem Lastwiderstand. Die Schottky-Diode im vorgeschlagenen HF-Spannungsverdoppler wurde für den Einsatz in Systemen mit geringer Leistung ausgewählt, d. h. für die Erzielung eines maximalen Wirkungsgrads mit einer angenehmen DC-Ausgangsspannung bei niedriger Eingangsleistung, um für Energiegewinnungssysteme geeignet zu sein. Abbildung 2a zeigt das Blockdiagramm des vorgeschlagenen positiven Dualband-Spannungsverdopplers, wobei die Abbildung die Funktion jedes Teilschaltkreises/Teils im vorgeschlagenen positiven Spannungsverdoppler veranschaulicht. Abbildung 2b fasst die Entwurfssequenz für den positiven Dualband-Spannungsverdoppler in sechs Schritten zusammen, einschließlich der Entwurfsarchitektur, der Einstellung der Sperr- und Glättungskondensatorwerte, des Entwurfs der ersten Bandanpassung bei \({f}_{1}\), des Entwurfs von das harmonische Abschlussnetzwerk und das Rückkopplungsnetzwerk zur Anpassung an das zweite Band bei \({f}_{2}\) und im letzten Schritt wählen Sie den Wert des Lastanschlusswiderstands aus. Wobei f1 = 1400 MHz und f2 = 850 MHz im vorgeschlagenen Design. Der Parallelresonanzkreis (\({L}_{2},{C}_{2}\)) wurde verwendet, um die kapazitive Eingangsimpedanz von zu kompensieren die Diodenanode durch Einfügen einer induktiven Reaktanz \({\mathrm{jZ}}_{01}\) bei der Grundfrequenz \({f}_{o}(0,85 \mathrm{GHz}).\) Sowie Erstellen eines offenen Stromkreises bei der zweiten harmonischen Frequenz (\({2f}_{o}\)), um die zweite harmonische Stromkomponente zu eliminieren, wie in Gleichung dargestellt. (1),

wobei \({\mathrm{Z}}_{01}\) die Impedanz des Parallelresonanzkreises bei der Grundfrequenz \({f}_{o}\) ist.

(a) Schaltplan des vorgeschlagenen HF-Positivspannungsverdopplers und (b) elektromagnetische Simulationsergebnisse des vorgeschlagenen Mikrostreifeninduktors.

(a) Blockdiagramm und (b) Schritt-für-Schritt-Entwurfssequenz des vorgeschlagenen Dualband-Positivspannungsverdopplers.

Für das Abschlussnetzwerk der zweiten Harmonischen haben wir den Induktivitätswert \({L}_{2}\) ausgewählt und der Kapazitätswert wird durch die Resonanzkreisbedingung angegeben.

wobei \({\omega }_{o}\) die Kreisfrequenz ist.

Abbildung 3 veranschaulicht die Auswirkung der Resonanz- und Rückkopplungskreise der zweiten Harmonischen auf den vorgeschlagenen positiven Spannungsverdoppler, wobei Abbildung 3a und b Real- und Imaginärteile der Eingangsimpedanz zeigen, während Abbildung 3c das Smith-Diagramm der Eingangsimpedanz ohne Angaben zeigt Das vorgeschlagene Design ist unpassend, wenn die Schaltung zur Beendigung der zweiten Harmonischen (2HT) eingefügt wird, die der Schaltung eine induktive Reaktanz hinzufügt und die Eingangsanpassung verbessert, wie in Abb. 3 dargestellt, und wenn das Rückkopplungsnetzwerk (FB) eingefügt wird, das die Anpassung verbessert in Abb. 3 dargestellt.

Eingangsimpedanz, (a) Realteil, (b) Imaginärteil und (c) Smith-Diagramm in drei Fällen ohne Anpassung; mit Abschluss der 2. Harmonischen (2HT) und mit 2HT zusätzlich zum Rückkopplungsnetzwerk (FB).

\({C}_{b}\) ist ein DC-Sperrkondensator und sein Wert in Mikrofarad ist sehr groß, um die Eingangsanpassung nicht zu beeinflussen. Das Eingangsanpassungsnetzwerk ist so implementiert, dass es 50 Ω an die Eingangsimpedanz der Spannungsverdopplerdiode anpasst. Es umfasst radiale Stichleitungen und einen Mikrostreifen-Induktor, wobei die radiale Stichleitung als Kondensator fungiert und die Gleichrichterleistung verbessert, indem sie die DC-Ausgangsspannung verbessert, die Umwandlungseffizienz erhöht und die Eingangsrückflussdämpfung erhöht. Der in Abb. 1b vergossene Mikrostreifeninduktor, bei dem die Induktivität und der Qualitätsfaktor durch die Gleichungen berechnet werden. (3) und (4) in21,22,

Dabei ist \({Y}_{11}\) die Admittanz des Eingangsantriebspunkts, \({Y}_{12}\) die Admittanz der Vorwärtsübertragung und \({Y}_{21}\) die Umkehrung Die Übertragungsadmittanz und \({Y}_{22}\) ist die Admittanz des Ausgangsantriebspunkts.

Die Mikrostreifeninduktivität hat eine Induktivität von 12 nH und einen Gütefaktor von etwa 65 und dient zur Anpassung der Anpassschaltung bei 1400 MHz. Der Mikrostreifeninduktor hat eine Länge von 21,2 \(\mathrm{mm}\) und verwendet eine variable Breite von 0,25 bis 0,4 \(\mathrm{mm}\), um den Qualitätsfaktor des Induktors zu verbessern, wobei die radialen Stichleitungen und der Mikrostreifen vorhanden sind Die Induktivität wird verwendet, um die Eingangsimpedanz der Dioden auf 50 Ω im 1400-MHz-Frequenzband anzupassen. Die Serienresonanzrückkopplung und die Parallelresonanz zum Boden werden genutzt, um ein zusätzliches Frequenzband bei 850 MHz zu erzeugen. Der Wert des Lastwiderstands \({(R}_{L})\) wurde gewählt, um die erforderliche Ausgangsgleichspannung (\({V}_{DC}\)) und den gewünschten Ausgangsstrom mit akzeptablen ( Maximaler) RF-DC-Wirkungsgrad (η). Die Ausgangsgleichspannung (\({V}_{DC}\)) steigt mit \({R}_{L}\), bis die Ausgangsgleichspannung bei einer hohen HF-Eingangsleistung konstant wird. Das Verhalten des Umwandlungswirkungsgrads in Bezug auf den Lastwiderstand ist sehr kompliziert, da er zunimmt, wenn \({R}_{L}\) ein Maximum erreicht, und mit zunehmendem RL wieder abnimmt. Abbildung 4a–c zeigt die Ausgangsgleichspannung, den Gleichstrom-Ausgangsstrom und den HF-Gleichstrom-Wirkungsgrad gegenüber der Eingangsleistung bei mehreren Werten des Lastwiderstands (\({R}_{L}\)) des vorgeschlagenen Spannungsverdopplers. Der erste vorgeschlagene HF-Spannungsverdoppler erzielt mit einer leichten Anpassung eine hervorragende Leistung über einen weiten Bereich des Anschlusswiderstands \({R}_{L}\) von 1000 bis 5600 Ω, wie in Abb. 4 dargestellt. Die gewünschte DC-Ausgangsspannung und der erforderliche DC-Ausgangsstrom werden bei einem Lastwiderstand von 2700 Ω bei 0 dBm HF-Eingangsleistung erreicht. Der Lastanschlusswiderstand hat keine oder nur geringfügige, unbemerkte Auswirkungen auf den Eingangsreflexionskoeffizienten \({(S}_{11})\). Abb. 4d zeigt den Eingangsreflexionskoeffizienten \({(S}_{11})\ ) Bei mehreren Werten des Lastwiderstands, wie in der Abbildung dargestellt, wird die Eingangsrückflussdämpfung (\({S}_{11})\) nicht durch eine Änderung des Wertes des Lastklemmenwiderstands beeinflusst. Die Änderung des Lastwiderstands hat jedoch den Haupteffekt auf den Ausgangsstrom des vorgeschlagenen Spannungsverdopplers. Basierend auf dem erforderlichen Ausgangsstrom wird der Lastwiderstand ausgewählt.

(a) DC-Ausgangsspannung, (b) DC-Ausgangsstrom, (c) Umwandlungseffizienz und (d) Eingangsreflexionskoeffizient \({(S}_{11})\) bei mehreren Lastwiderständen (\({R} _{L}\)) des positiven Spannungsverdopplers.

Der vorgeschlagene HF-Spannungsverdoppler wird unter Verwendung von Roger-Material (RO4003C) von Epson 3,38 und einer Dicke von 0,81 \(\mathrm{mm}\) implementiert und durch ADS für die Schaltungssimulation und ADS Momentum-Simulation für das Schaltungslayout und physikalische Überprüfungen simuliert. Der Aufbau des vorgeschlagenen HF-Spannungsverdopplers ist in Abb. 5a dargestellt, wobei die Größe des HF-Spannungsverdopplers 4,7 \({\mathrm{cm}}^{2}\) beträgt, während Abb. 5b,c den hergestellten Prototyp zeigt und Messaufbau des vorgeschlagenen Spannungsverdopplers. Der Reflexionskoeffizient (\({S}_{11}\)) des hergestellten Gleichrichters wurde mit einem Vektornetzwerkanalysator (VNA) mit der Teilenummer (ZVA67) beobachtet. Während die DC-Ausgangsspannung mit einem Digitalmultimeter gemessen wurde, wurde die HF-Eingangsleistung vom Signalgenerator der Modellnummer (MG3710A) geliefert, wie in Abb. 5c dargestellt. Der Umwandlungswirkungsgrad gegenüber der Eingangsleistung des vorgeschlagenen HF-Spannungsverdopplers ist in Abb. 6a dargestellt, wobei der simulierte Spitzenwirkungsgrad 59 % bei 4 dBm Eingangsleistung und etwa 54 % bei 0 dBm Eingangsleistung beträgt. Die DC-Ausgangsspannung gegenüber der HF-Eingangsleistung ist in Abb. 6b dargestellt, wobei die konstante DC-Ausgangsspannung bei 6 dBm Eingangsleistung etwa 2,5 V beträgt, während die DC-Ausgangsspannung bei 0 dBm Eingang etwa 1,2 V beträgt.

Vorgeschlagener hergestellter HF-Spannungsverdoppler und Messaufbau.

(a) Gemessener Umwandlungswirkungsgrad und (b) DC-Ausgangsspannung mit Hochfrequenz-Eingangsleistung des ersten vorgeschlagenen Spannungsverdopplers.

Der Umwandlungswirkungsgrad ist das Verhältnis zwischen der Ausgangsleistung und der Eingangsleistung, wobei der HF-DC-Umwandlungswirkungsgrad mithilfe der folgenden Gleichung berechnet wird.

Dabei ist \({V}_{DC}\) die DC-Ausgangsspannung, \({R}_{L}\) der Lastanschlusswiderstand, \({P}_{in}\) die HF-Eingangsleistung und \({P}_{out}\) ist die Ausgangsleistung, die dem Verhältnis zwischen quadratischer DC-Ausgangsspannung und Lastwiderstand (\({{V}_{DC}}^{2}/{R}_{L}) entspricht. )\). Wie in Gl. gezeigt. (5) ist die Umwandlungseffizienz direkt proportional zur Ausgangsgleichspannung (\({V}_{DC}\)) und umgekehrt proportional zur HF-Eingangsleistung (\({P}_{in}\)), Wenn die Ausgangs-Gleichspannung gesättigt ist, verringert sich der Umwandlungswirkungsgrad mit einer Erhöhung der Eingangsleistung, wie in Abb. 6 dargestellt. Nach 4 dBm kommt es zu einer Verringerung des HF-Gleichstrom-Wirkungsgrads, da die Ausgangs-Gleichspannung des empfohlenen Wertes abnimmt Der Spannungsverdoppler wird nach einer HF-Eingangsleistung von 6 dBm konstant, wie in Abb. 6b dargestellt. Wenn die Ausgangsgleichspannung bei gleichzeitiger Erhöhung der HF-Eingangsleistung in die Sättigung gerät, verringert sich die Umwandlungseffizienz, wie in Abb. 6a dargestellt, und dies lässt sich anhand von Gleichung (1) erkennen. (5).

Der gemessene und simulierte Eingangsreflexionskoeffizient (\({S}_{11}\)) des vorgeschlagenen Spannungsverdopplers ist in Abb. 7a dargestellt, wo der Spannungsverdoppler in zwei Frequenzbändern bei 850 MHz und 1400 MHz arbeitet. Der Großsignal-Eingangsreflexionskoeffizient \({(S}_{11})\) mit der Frequenz ist in Abb. 7b bei HF-Eingangsleistungspegeln von 0 dBm, − 5 dBm und − 10 dBm dargestellt. Die gemessene und simulierte HF-DC-Umwandlungseffizienz mit der Frequenz des Spannungsverdopplers ist in Abb. 8 dargestellt. Bei einem Hochfrequenz-Eingangsleistungspegel von 4 dBm beträgt die simulierte Spitzenumwandlungseffizienz 59 % und 56 % für die Frequenzbänder 850 MHz und 1400 MHz , wie in Abb. 8 dargestellt. Die Auswahl der diskreten Komponenten, insbesondere des Induktors, basiert auf dem hohen Qualitätsfaktor bei der gewünschten Frequenz. Um eine hervorragende Übereinstimmung zwischen den gemessenen und simulierten Ergebnissen sicherzustellen, wird die Datei mit den gemessenen Streuparametern (SNP-Datei) der ausgewählten konzentrierten Komponenten in das Simulationsprogramm eingefügt.

Gemessene Eingangsreflexion und großes Signal \({S}_{11}\) des ersten Spannungsverdopplers.

Gemessener Umwandlungswirkungsgrad des ersten vorgeschlagenen Spannungsverdopplers.

Die radialen Stichleitungen und der entworfene Induktor passten früher zum ersten Band bei \({f}_{1}\), wobei die radialen Stichleitungen als Kondensator fungieren, um die Designleistung durch Erhöhung der Gleichspannung, Umwandlungseffizienz und Verbesserung zu verbessern der Eingangsreflexionskoeffizient \({(\mathrm{S}}_{11})\). Die Stichleitungen und der entworfene Induktor werden speziell zur Anpassung an den vorgeschlagenen Spannungsverdoppler im Frequenzband von \({f}_{1}=1400 \mathrm{MHz}\) verwendet. Wenn also keine Stichleitungen vorhanden sind, haben diese nur einen geringen Einfluss auf die Leistung des 1400-MHz-Frequenzbandes. Der Einfluss der Stichleitungen auf den vorgeschlagenen Positivspannungsgleichrichter ist in Abb. 9a,b dargestellt. Die Stichleitungen verbessern die DC-HF-Umwandlungseffizienz des vorgeschlagenen Designs um mehr als 15 % und erhöhen den Eingangsreflexionskoeffizienten \(({S}_{11})\), der an das Frequenzband von 1400 MHz angepasst werden soll.

(a) Umwandlungseffizienz gegenüber der Eingangsleistung für den vorgeschlagenen positiven Spannungsverdoppler mit Stichleitungen und ohne Stichleitung und (b) Auswirkung der Stichleitungen auf den Eingangsreflexionskoeffizienten (S11) für den vorgeschlagenen positiven Spannungsverdoppler.

Wenn die Stichleitung als Kondensator fungiert, wird die Leistung des Entwurfs verbessert, z. B. durch die Verbesserung der RF-DC-Umwandlungseffizienz und des Eingangsreflexionskoeffizienten (({S}_{11})\), wie in Abb. 9a, b dargestellt sowie die Erhöhung der Gleichspannung im Ausmaß der Baugröße. Wenn die Stichleitungsgröße zunimmt, verbessert sich die Spannungsverdoppelungsleistung, und die Stichleitungsgrößenparameter werden durch Länge, Bodenbreite und Kantenwinkel charakterisiert.

Der vorgeschlagene Negativspannungsgleichrichter besteht aus einer Eingangsanpassung (radiale Stichleitungen und eine Mikrostreifeninduktivität) und Spannungsverdopplerdioden, bei denen der Ausgang mit dem negativen Diodenanschluss (Anodenanschluss) verbunden ist, wie in den Abbildungen dargestellt. 10a und 11a,b zeigen die DC-Ausgangsspannung und den HF-DC-Umwandlungswirkungsgrad gegenüber der Eingangsleistung bei mehreren Lastanschlusswiderständen (\({R}_{L}\)). Gemäß unseren Kriterien, den höchsten Wirkungsgrad und die höchstmögliche Ausgangsspannung im niedrigen Eingangsleistungsbereich zu erzielen, beträgt der optimale Lastanschlusswiderstand des Negativspannungsgleichrichters dann 5600 Ω. Die Auswahl des Lastwiderstands, um die erforderliche Ausgangsgleichspannung mit äußerster Effizienz zu erreichen, ohne Bedingungen an den Ausgangsstrom, sodass der vorgeschlagene negative Spannungsverdoppler eine bessere Effizienz aufweist.

(a) Schematische Schaltung des vorgeschlagenen Negativspannungsgleichrichters, (b) Layout und (c) hergestellte Prototypfotografie.

(a) DC-Ausgangsspannung und (b) HF-DC-Umwandlungseffizienz bei mehreren Lastwiderständen (RL) des vorgeschlagenen Negativspannungsgleichrichters.

Der Aufbau des vorgeschlagenen Negativspannungsgleichrichters ist in Abb. 10b dargestellt, einschließlich eines Sperrkondensators, einer Eingangsanpassungsschaltung und eines Spannungsverdopplers. Die Größe des Negativspannungsgleichrichters beträgt 4,7 cm2. Die hergestellte Prototypfotografie des vorgeschlagenen Negativspannungsgleichrichters ist in Abb. 10c dargestellt. Der Wirkungsgrad der HF-Gleichstrom-Umwandlung im Vergleich zur Eingangsleistung des vorgeschlagenen Gleichrichters mit negativer Spannung ist in Abb. 12a dargestellt. Wie dargestellt beträgt der maximale Wirkungsgrad der Umwandlung 65 % bei 2 dBm HF-Eingangsleistung und etwa 50 % bei – 10 dBm HF-Eingangsleistung . Die negative Ausgangsgleichspannung gegenüber der HF-Eingangsleistung ist in Abb. 12(b) dargestellt, wo die konstante negative Ausgangsgleichspannung –3,5 V, –1,2 V und –0,5 V bei 6 dBm, –2 dBm und –10 beträgt dBm Eingangsleistung. Die Eingangsanpassung \({(S}_{11})\) des vorgeschlagenen Negativspannungsgleichrichters ist in Abb. 13a dargestellt, wo der vorgeschlagene Negativspannungsgleichrichter das Frequenzband bei 1450 MHz betreibt. Die Großsignal-Eingangsrückflussdämpfung \({(S}_{11})\) im 1450-MHz-Frequenzband des Negativspannungsgleichrichters ist in Abb. 13b bei hohen Eingangsleistungspegeln von 0 dBm, − 5 dBm dargestellt und − 10 dBm. Der Strom über der Eingangsleistung des vorgeschlagenen Negativspannungsgleichrichters ist in Abb. 14a dargestellt. Die gemessenen und simulierten Ergebnisse des HF-DC-Umwandlungswirkungsgrads mit der Frequenz des vorgeschlagenen Negativspannungsgleichrichters sind in Abb. 14b dargestellt. Bei einer HF-Eingangsleistung von 4 dBm beträgt der maximal gemessene Wirkungsgrad 50 %.

(a) HF-DC-Umwandlungseffizienz und (b) negative Ausgangsgleichspannung im Vergleich zur Eingangsleistung des vorgeschlagenen Negativspannungsgleichrichters.

Eingangsrückflussdämpfung bei 1450 MHz des Negativspannungsgleichrichters.

(a) Negativer Ausgangs-Gleichstrom im Verhältnis zur Eingangsleistung und (b) Gemessener Wirkungsgrad der HF-Gleichstrom-Umwandlung mit der Frequenz des vorgeschlagenen Negativspannungsgleichrichters.

Die Eingangsanpassung des negativen Spannungsverdoppler-Designs besteht aus den Stichleitungen und dem entworfenen Induktor, sodass das Fehlen der Stichleitungen einen großen Einfluss auf den Eingangsreflexionskoeffizienten (\({S}_{11})\) hat und auch beeinflusst wird der Wirkungsgrad, wie in Abb. 15a dargestellt. Das Design ist ohne Stichleitungen unübertroffen, daher verringert sich der Wirkungsgrad um etwa 20 %, wenn die Stichleitungen nicht vorhanden sind, wie in Abb. 15b dargestellt.

(a) Auswirkung der Stichleitungen auf den Eingangsreflexionskoeffizienten \({(S}_{11})\) für den vorgeschlagenen negativen Spannungsverdoppler und (b) Umwandlungseffizienz gegenüber der Eingangsleistung für den vorgeschlagenen negativen Spannungsverdoppler mit Stichleitungen und ohne Stummel.

Die Eingangsanpassung in den vorgeschlagenen Designs, insbesondere im Frequenzband von 1450 MHz, besteht aus den Stichleitungen und der entworfenen Induktivität. Diese Methode ist einfach und erfordert keine diskreten Komponenten, der entworfene Induktor weist über einen weiten Frequenzbereich eine hohe Qualität auf und die Eingangsanpassungsschaltung ist genauer und nimmt weniger Platz ein als die PI- oder T-Anpassungsmethode, die entworfenen Elemente sind genauer als die diskrete konzentrierte Komponente aufgrund der Komponententoleranz. Der vorgeschlagene neuartige negative Spannungsverdoppler wird als negative Vorspannung in mm-Wellen-CMOS-Empfängern verwendet und ist darauf ausgelegt, einen hohen Wirkungsgrad und eine große DC-Ausgangsspannung bei Umgebungsleistung zu erzielen, sodass ein hoher Qualitätsfaktor und ein großer SRF-Induktor entwickelt und auch entworfen werden Stubs zur Verbesserung der HF-Leistung. Darüber hinaus ist die entworfene Eingangsanpassung genauer als die Verwendung diskreter konzentrierter Komponenten, da keine Toleranz bei den Komponentenwerten, kein Herstellungsfehler, ein hoher Q-Faktor und ein großer SRF vorhanden sind. All diese Gründe sprechen dafür, dass das Design eines negativen Spannungsverdopplers mehr Vorteile bietet. Abbildung 16 zeigt den Effekt der Verwendung der diskreten konzentrierten Induktivität im vorgeschlagenen negativen Spannungsverdoppler, wobei der Eingangsreflexionskoeffizient \({(S}_{11})\) durch die Verwendung einer diskreten Induktivität wie in Abb. gezeigt verbessert und nach oben verschoben wird. 16a, wohingegen der Wirkungsgrad und die Ausgangsgleichspannung um große Werte abnahmen, wie in Abb. 16b, c dargestellt, und die Leiterplattengröße reduziert wurde, wie in Abb. 16d für das Layout erläutert. Abbildung 17 zeigt die diskrete konzentrierte Induktivität, den Qualitätsfaktor und den vorgeschlagenen Qualitätsfaktor des entworfenen Induktors, wobei die diskrete konzentrierte Induktivität und der Qualitätsfaktor aus der vom Hersteller bereitgestellten S2P-Datei stammen. Aus Abb. 17 geht hervor, dass der vorgeschlagene entworfene Induktor einen höheren Qualitätsfaktor erreicht als der diskrete konzentrierte Induktor. Der Vergleich zwischen der Verwendung des entworfenen Induktors und des diskreten konzentrierten Induktors ist in Tabelle 1 dargestellt.

Auswirkung der Verwendung der diskreten konzentrierten Induktivität im negativen Spannungsverdoppler; (a) Eingangsreflexionskoeffizient \({S}_{11}\), (b) Effizienz, (c) DC-Ausgangsspannung und (d) HF-Layout.

Diskrete konzentrierte Induktorinduktivität, Qualitätsfaktor und der vorgeschlagene Induktorqualitätsfaktor.

Die vorgeschlagenen Designs weisen eine akzeptable Übereinstimmung zwischen den simulierten und den gemessenen Ergebnissen auf. Der geringfügige Fehler ist auf Komponententoleranz, SMA-Löten, Komponentenlöten und Fertigungstoleranz zurückzuführen. Der vorgeschlagene Hochfrequenz-Spannungsverdoppler und der Negativspannungsgleichrichter weisen eine vergleichbare oder sogar bessere Leistung auf als die in Tabelle 2 aufgeführten Hochfrequenz-Spannungsverdoppler und Hochfrequenz-Gleichrichter, die unter Verwendung von Mikrostreifenmaterialien hergestellt wurden. Wie in Tabelle 2 dargestellt, erzielen die vorgeschlagenen hergestellten Gleichrichter die höchsten Ergebnisse Wirkungsgrad und DC-Ausgangsspannung bei der niedrigsten Eingangsleistung von − 10 dBm und 0 dBm im Vergleich zu den kürzlich veröffentlichten Arbeiten, sodass sie in Anwendungen mit geringem Stromverbrauch wie Energiegewinnungsanwendungen eingesetzt werden können. Darüber hinaus weisen die vorgeschlagenen gefertigten Designs die beste Eingangsanpassung von weniger als -15 dB auf und der Ausgangsstrom wird berücksichtigt. Schließlich sind die vorgeschlagenen hergestellten Gleichrichter am Ausgangsstrom außerhalb der Gleichrichter interessiert, wobei die vorgeschlagenen Designs als echte Gleichspannungsversorgungen für mm-Wellen-CMOS-Empfänger verwendet werden. Dabei beträgt der Ausgangsstrom der vorgeschlagenen positiven und negativen Spannungsverdoppler-Gleichrichter 450 µA bzw. 100 µA.

Es sind zwei Energiegewinnungsschaltungen implementiert, die eine positive und eine negative Versorgungsspannung erzeugen und auf die Vorspannung des mm-Wellen-Empfängers abgestimmt sind. Die erste eingeführte Ernteschaltung ist ein positives Spannungsdoppel mit Parallelresonanz- und Serienresonanz-Rückkopplungsnetzwerken und arbeitet in zwei Frequenzbändern von 850 und 1400 MHz. Beim zweiten vorgeschlagenen Erntenetzwerk handelt es sich um einen Negativspannungsgleichrichter mit radialen Stichleitungen zur Eingangsanpassung, einer Mikrostreifeninduktivität und einer Schottky-Diode mit entgegengesetzter Polarität, um die im mm-Wellen-Empfänger erforderliche negative Spannung zu erzeugen.

Die während der aktuellen Studie verwendeten und/oder analysierten Datensätze sind auf begründete Anfrage beim entsprechenden Autor [Marwa Mansour] erhältlich.

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Open-Access-Finanzierung durch die Science, Technology & Innovation Funding Authority (STDF) in Zusammenarbeit mit der Egyptian Knowledge Bank (EKB).

Abteilung für Mikroelektronik, Electronics Research Institute (ERI), El Nozha, Kairo, 11843, Ägypten

Marwa Mansour

Abteilung für Elektrotechnik, Shoubra-Fakultät für Ingenieurwissenschaften, Benha-Universität, Kairo, 11629, Ägypten

Islam Mansour

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MM schlug die Idee vor. IM und MM führten die Simulationen und Messungen durch. IM und MM waren am Messaufbau und der Probenvorbereitung beteiligt. MM hat das Manuskript geschrieben und von IM überprüft. Alle Autoren beteiligten sich an der Diskussion und gaben Feedback.

Korrespondenz mit Marwa Mansour.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Mansour, M., Mansour, I. Kompakte, hocheffiziente Energiegewinnung mit positiver und negativer Gleichstromversorgung für batterielosen CMOS-Empfänger. Sci Rep 13, 14180 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-41236-9

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Eingegangen: 16. Mai 2023

Angenommen: 23. August 2023

Veröffentlicht: 30. August 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-41236-9

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